随着电子产品种类日益增多，如笔记本电脑、MP3 和 DVD 播放器等，它们对电源的需求也不尽相同。负载电流开始增加，从数百毫安到 1安培以上；而输出电压则在不断下降，从 3.3V、2.5V 一直到现在的 1.2V 或更低。鉴于此，LDO已很难面面俱到，尤其对温升与电池寿命皆是一大考验。

开关式电源 （Switching Power）正逐步被应用于便携式电子设备之中，其中又以脉冲宽度调制(PWM)的使用最为普遍。但在使用 PWM 的过程中，保持回路稳定性（Loop Stability）的问题一直让大家感到举步维艰。此外，设计工程师以往只着重在效率、成本以及电路板布局等方面进行考虑，但伴随着负载变化越来越快速，瞬态响应能力却似乎仍然尚未引起注意。对 CPU 或 DSP 而言，负载电流越大，di/dt（A/us）变化愈快，因此需要特别注意是否造成输出电压产生过冲 （Overshoot）或下跳（Undershoot）现象。除 PWM 外，还有一种有极佳瞬态响应与稳定性的电源稳压架构 磁滞模式（Hysteretic Mode），它是属于 PFM 方式的开关式电源器件。

通常，以时钟（或频率）而言，有 PWM、Constant-ON Time、Constant-Off Time 以及磁滞等不同方式；就反馈控制而言，则有电压模式及电流模式等控制。此两者在电源控制中相互搭配组合，且不会相互冲突。下面将重点讨论电压模式的磁滞控制。

什么是电压磁滞模式？

简单地讲，电压磁滞模式即：
1.用比较器为基本控制组件；
2.输出电容必须有 ESR；
3.无法利用降低输出电容 ESR 来
减少输出电压的纹波；
4.不必担心稳定度；
5.在轻负载时有较高效率，又不
会造成输出纹波增加。

磁滞稳压器的构造

图1为一个简化的磁滞控制器，调节器(Modulator)是一个具有10~15mV输入磁滞电压窗口的比较器，用来比较反馈电压与参考电压。当反馈电压超过磁滞电压的1/2时，比较器没有输出，并且关闭MOSFET开关。此关闭状态将持续到反馈电压低于1/2的磁滞电压以下，且比较器输出为HIGH时，才会重新打开开关。

磁滞稳压器的开关波形

磁滞稳压器的开关波形见图2，输出开关的 ON 和 OFF 时间与下列因素有关：

图2 磁滞稳压器的开关波形
输入和输出的电压；

电感值；

输出电容的 ESR 和 ESL；

比较器的磁滞电压乘上 RF1和

RF2的回馈比例(α)；

调节器与输出级的延迟时间(td)。

当操作在稳态（steady-state）的连续模式时，电感电流依然必须遵守如 PWM 相同的电荷平衡（charge-balance）需求。因此，电感电流的计算方式与 PWM 相同。电感涟波电流因跨越输出电容器的ESR和ESL，进而产生一个AC 电压，因而将会在输出电压上形成涟波，而改变输出开关导通和关闭的时间。

当斜坡波形超出由磁滞电压与反馈电压设定的上下阀值时，输出开关会通过轮流开与关来稳定输出电压。但由于有传输上的延迟时间，将会使 Von 的峰值(P-P)超出这些阀值。以LM3485为例，其传输延迟时间约90ns；在 5V 输出的情况下，输出涟波电压将大于75mV。此问题的解决方法之一为加一个电容器CFF与 RF1 并联，如图3所示。

频率计算

在许多情况下，工作频率是由在 ESR 所产生的输出纹波电压（ Vout）决定的。下面两个等式描述了 Vout 的大小：

结合这两个等式，可得到一个工作频率的方程式：

首先，我们探讨一下没有 CFF 电容器时的频率。

图4是输出纹波和开关节点电压的波形，工作频率是1.43MHz，未使用 CFF。输出纹波为250mV，因为传递延迟因素，占了很大比例。而输出电容使用电解电容具有很高的ESR。此电路可以正常工作，且工作频率可以使用先前的等式计算得到。但是当输出电容ESR下降至零或极小时，此等式将不再正确。因为此等式只看到与转换动作同相的纹波，但并未考虑由电容充放电所产生的纹波。

输出电容为陶瓷电容器

利用 3 个组件，如图6所示，提供了与开关同相的AC反馈。100pF电容提供任何可能触发反馈管脚比较器的高频边缘（Edge）噪声旁通路径。这个方式有其优点，使用低 ESR 输出电容器较可靠，并且具有很低的输出纹波，也允许输出电容器可以有较高的ESL。此外，这可使工作频率不需仰赖输出电容的ESR，并能产生一个可预测的频率。